Kretsdesignanalys av UHF passiva RFID-taggar

På grund av dess höga driftsfrekvens, långa läs- och skrivavstånd, ingen extern strömförsörjning och låga tillverkningskostnader, har UHF passiva RFID-taggar blivit en av nyckelriktningarna för RFID-forskning och kan bli vanliga produkter inom RFID-området inom en snar framtid .

En komplett UHF passiv RFID-tagg består av antenn och tag-chip. Bland dem inkluderar taggchippet i allmänhet följande delar av kretsen: strömåtervinningskrets, strömförsörjningsspänningsstabiliseringskrets, backscatter-modulationskrets, demoduleringskrets, klockextraktions-/genereringskrets, startsignalgenererande krets, referenskällagenererande krets, styrenhet , minne. Den energi som krävs för att det passiva RFID-taggchippet ska fungera härrör helt och hållet från energin från den elektromagnetiska våg som genereras av kortläsaren. Därför måste strömåtervinningskretsen omvandla UHF-signalen som induceras av etikettantennen till den DC-spänning som krävs för att chipet ska fungera. ge energi.

Eftersom den elektromagnetiska miljön där RFID-taggar finns är mycket komplex, kan insignalens effekt variera hundratals eller till och med tusentals gånger. För att chippet ska fungera normalt i olika fältstyrkor måste därför en tillförlitlig spänningsstabiliseringskrets utformas. . Modulerings- och demodulationskretsen är nyckelkretsen för kommunikationen mellan taggen och kortläsaren. För närvarande använder de flesta UHF RFID-taggar ASK-modulering. Styrenheten för en RFID-tagg är en digital krets som behandlar instruktioner. För att göra det möjligt för den digitala kretsen att återställas korrekt efter att taggen kommer in i kortläsarens fält, som svar på instruktionerna från kortläsaren, måste en pålitlig startsignalgenereringskrets utformas för att ge en återställningssignal för den digitala enheten.

strömåtervinningskrets

Strömåtervinningskretsen omvandlar UHF-signalen som tas emot av RFID-taggantennen till en DC-spänning genom likriktning och förstärkning för att ge energi för att chipet ska fungera. Det finns många möjliga kretskonfigurationer för strömåtervinningskretsar. Som visas i figuren är flera strömåtervinningskretsar som vanligtvis används för närvarande.

I dessa strömåtervinningskretsar finns det ingen optimal kretsstruktur, och varje krets har sina egna fördelar och nackdelar. Under olika belastningsförhållanden, olika inspänningsförhållanden, olika utspänningskrav och tillgängliga processförhållanden måste olika kretsar väljas för att uppnå optimal prestanda. Flerstegs diodspänningsfördubblarkretsen som visas i figur 2(a) använder i allmänhet Schottky-barriärdioder. Den har fördelarna med högspänningsfördubblingseffektivitet och liten insignalamplitud och används ofta. Den vanliga CMOS-processen för det allmänna gjuteriet tillhandahåller dock inte Schottky-barriärdioder, vilket kommer att medföra problem för designern vid valet av processen. Figur 2(b) ersätter Schottky-dioden med ett PMOS-rör kopplat i form av en diod, vilket undviker speciella krav på processen. Spänningsfördubblingskretsen med denna struktur behöver en högre insignalamplitud och har bättre spänningsfördubblingseffektivitet när utspänningen är högre. Figur 2(c) är en traditionell helvågslikriktarkrets för diod. Jämfört med Dicksons spänningsfördubblarkrets är spänningsdubbleringseffekten bättre, men fler diodelement introduceras och effektomvandlingseffektiviteten är i allmänhet något lägre än Dicksons spänningsdubbleringskrets. Dessutom, eftersom dess antenningångsterminal är separerad från chipjorden, är den en helt symmetrisk struktur med kondensatorblockerande DC sett från antenningången till chippet, vilket undviker ömsesidig påverkan mellan chipjorden och antennen, och är lämplig för användning med symmetriska antenner (som antenn med jämn pol) anslutna. Figur 2(d) är CMOS-rörlösningen för helvågslikriktarkretsen som föreslagits av många litteraturer. I fallet med begränsad teknologi kan bättre effektomvandlingseffektivitet erhållas, och kraven på insignalens amplitud är relativt låga.

Vid tillämpningen av allmänna passiva UHF RFID-taggar, på grund av kostnadsöverväganden, hoppas man att chipkretsen är lämplig för tillverkning av vanlig CMOS-Teknik. Kravet på långdistansläsning och skrivning ställer högre krav på effektomvandlingseffektiviteten hos strömåtervinningskretsen. Av denna anledning använder många designers standard CMOS-teknik för att realisera Schottky-barriärdioder, så att flerstegs Dickson-spänningsdubbleringskretsstrukturen bekvämt kan användas för att förbättra prestanda för effektomvandling. Figur 3 är ett schematiskt diagram av strukturen hos en Schottky-diod tillverkad med en vanlig CMOS-process. I designen kan Schottky-dioder produceras utan att ändra pranvänder steg och maskgenereringsregler, och behöver bara göra några ändringar i layouten.

Layouten av flera Schottky-dioder designade under UMC 0.18um CMOS-process. Deras DC-karakteristiska testkurvor visas i figur 5. Det kan ses från testresultaten av DC-egenskaperna att Schottky-dioden tillverkad av standard CMOS-processen har typiska diodkarakteristika, och startspänningen är bara cirka 0,2V, som är mycket lämplig för RFID-taggar.

Effektregulatorkrets

När insignalens amplitud är hög måste strömförsörjningsspänningsstabiliseringskretsen kunna säkerställa att den utgående likströmsförsörjningsspänningen inte överstiger den maximala spänningen som chipet kan motstå; samtidigt, när insignalen är liten, bör den effekt som förbrukas av spänningsstabiliseringskretsen vara så liten som möjligt. För att minska chipets totala strömförbrukning.

Med tanke på principen om spänningsreglering kan strukturen för spänningsregleringskretsen delas in i två typer: en parallell spänningsregleringskrets och en seriespänningsregleringskrets.

I RFID-taggchippet måste det finnas en energilagringskondensator med ett stort kapacitansvärde för att Lagra tillräckligt med laddning för att taggen ska ta emot moduleringssignalen, och ingångsenergin kan fortfarande vara i det ögonblick då ingångsenergin är liten (t.ex. som det ögonblick då det inte finns någon bärare i OOK-modulering). , för att upprätthålla strömförsörjningsspänningen för chippet. Om ingångsenergin är för hög och strömförsörjningsspänningen stiger till en viss nivå, kommer spänningssensorn i den spänningsstabiliserande kretsen att styra läckagekällan för att frigöra överskottsladdningen på energilagringskondensatorn, för att uppnå syftet med spänningen stabilisering. Figur 7 är en av de parallella spänningsregulatorkretsarna. Tre seriekopplade dioder D1, D2, D3 och motstånd R1 bildar en spänningssensor för att styra gate-spänningen hos bleedern M1. När strömförsörjningsspänningen överstiger summan av tillslagsspänningarna för de tre dioderna, stiger grindspänningen för M1, M1 slås på och börjar ladda ur energilagringskondensatorn Cl.

Principen för en annan typ av spänningsstabiliserande krets är att använda ett seriespänningsstabiliseringsschema. Dess schematiska diagram visas i figur 8. Referensspänningskällan är utformad som en referenskälla oberoende av matningsspänningen. Utmatningsspänningen delas av motståndet och jämförs med referensspänningen, och skillnaden förstärks av operationsförstärkaren för att styra gatepotentialen för M1-röret, så att utspänningen och referenskällan i princip håller samma stabila nivå. stat.

Denna seriespänningsregulatorkrets kan mata ut en mer exakt strömförsörjningsspänning, men eftersom M1-röret är anslutet i serie mellan den oreglerade strömförsörjningen och den reglerade strömförsörjningen, när belastningsströmmen är stor, kommer spänningsfallet på M1-röret att orsaka en högre spänning. strömförlust. Därför tillämpas denna kretsstruktur i allmänhet på etikettkretsar med mindre strömförbrukning.

Modulerings- och demodulationskrets

a. Demodulationskrets

För att minska chipytan och strömförbrukningen använder de flesta passiva RFID-taggar för närvarande ASK-modulering. För ASK-demoduleringskretsen för taggchippet är den vanligen använda demoduleringsmetoden enveloppdetekteringsmetoden, såsom visas i FIG. 9 .

Spänningsfördubblingskretsen för enveloppdetekteringsdelen och kraftåtervinningsdelen är i princip densamma, men det är inte nödvändigt att tillhandahålla en stor belastningsström. En läckströmskälla är parallellkopplad i slutsteget av enveloppdetekteringskretsen. När insignalen moduleras, minskar ingångsenergin, och läckagekällan minskar enveloppens utspänning, så att den efterföljande komparatorkretsen kan bedöma moduleringssignalen. På grund av det stora omfånget av energivariation hos den ingående RF-signalen måste läckagekällans ström justeras dynamiskt för att anpassas till förändringarna av olika fältstyrkor i närfältet och fjärrfältet. Till exempel, om strömmen i läckströmsförsörjningen är liten, kan den tillgodose behoven hos komparatorn när fältstyrkan är svag, men när taggen är i närfältet med stark fältstyrka, kommer läckströmmen inte att räcka till för att göra den detekterade signalen Om det finns en stor amplitudförändring kan efterstegskomparatorn inte fungera normalt. För att lösa detta problem kan läckagekällans struktur som visas i fig. 10 användas.

När ingångsbärvågen inte är modulerad är gatepotentialen för bleederröret M1 densamma som drainpotentialen, och bildar ett diodanslutet NMOS-rör, som klämmer envelopputgången nära tröskelspänningen för M1. ThEffekten som förbrukas på M1 är balanserad; när ingångsbärvågen är modulerad minskar chipets ingångsenergi, och vid denna tidpunkt på grund av fördröjningskretsens R1 och C1 verkan förblir grindpotentialen för M1 på den ursprungliga nivån och M1 läcker. Den frigivna strömmen förblir oförändrad , vilket gör att amplituden hos enveloppens utsignal minskar snabbt; på liknande sätt, efter att bärvågen har återställts, gör fördröjningen av R1 och Cl att envelopputgången snabbt återgår till den ursprungliga höga nivån. Genom att använda denna kretsstruktur, och genom att välja storleken på R1, Cl och M1 rimligt, kan demodulationsbehoven under olika fältstyrkor tillgodoses. Det finns också många alternativ för komparatorkretsen ansluten bakom envelopputgången, och de vanligaste är hystereskomparator och operationsförstärkare.

b. Modulationskrets

Passiva UHF RFID-taggar använder i allmänhet backscattering-modulationsmetoden, det vill säga genom att ändra chipets ingångsimpedans för att ändra reflektionskoefficienten mellan chipet och antennen, för att uppnå syftet med moduleringen. Generellt är antennens impedans och chipets ingångsimpedans utformade så att den är nära effektmatchningen när den inte är modulerad, och reflektionskoefficienten ökas när den moduleras. Den vanligaste backspridningsmetoden är att koppla en kondensator med en omkopplare parallellt mellan de två ingångsändarna av antennen, som visas i figur 11, moduleringssignalen bestämmer om kondensatorn är ansluten till ingångsänden av chippet genom att styra omkopplaren , vilket ändrar chipets ingångsimpedans.

startsignalgenereringskrets

Funktionen för genereringskretsen för energistartåterställningssignal i RFID-taggen är att tillhandahålla en återställningssignal för startarbetet för den digitala kretsen efter att strömåterställningen är klar. Dess design måste ta hänsyn till följande frågor: Om strömförsörjningsspänningen stiger för länge, kommer högnivåamplituden för återställningssignalen att vara låg, vilket inte kan möta behoven av digital kretsåterställning; startsignalgenereringskretsen är mer känslig för effektfluktuationer, det är möjligt att orsaka felfunktion; den statiska strömförbrukningen måste vara så låg som möjligt.

Vanligtvis, efter att den passiva RFID-taggen kommer in i fältet, är tiden för strömförsörjningsspänningen att stiga osäker och kan vara mycket lång. Detta kräver designen av startsignalgenereringskretsen för att generera startsignalen i det ögonblick som är relaterad till strömförsörjningsspänningen. Figur 12 visar en gemensam startsignalgenereringskrets.

Dess grundläggande princip är att använda grenen som består av motståndet R0 och NMOS-transistorn M1 för att generera en relativt fast spänning Va. När matningsspänningen vdd överskrider tröskelspänningen för NMOS-transistorn förblir spänningen hos Va i princip oförändrad. När vdd fortsätter att stiga, när matningsspänningen når Va+|Vtp|, slås PMOS-transistorn MO på för att få Vb att stiga, och innan dess har Vb varit på en låg nivå eftersom M0 är avstängd. Huvudproblemet med denna krets är närvaron av statisk effektförlust. Och eftersom tröskelspänningen för MOS-transistorn varierar mycket med processen under CMOS-processen, påverkas den lätt av processavvikelsen. Användning av en pn-övergångsdiod för att generera startspänningen kommer därför att avsevärt minska osäkerheten i processen, såsom visas i FIG. 13 .

När VDD stiger till påslagningsspänningen för de två pn-övergångsdioderna, är grinden för PMOS-transistorn MO lika med strömförsörjningsspänningen och PMOS-transistorn stängs av. Vid denna tidpunkt är spänningen på kondensatorn Cl på en låg nivå. När VDD stiger över tröskelspänningen för två dioder, börjar M0 att leda, medan grindspänningen för M1 förblir oförändrad, strömmen som flyter genom M1 förblir oförändrad och spänningen på kondensatorn Cl ökar gradvis. När den stiger till omvänd fas Efter att enheten vänder genereras en startsignal. Därför beror tiden för denna krets att generera startsignalen på om strömförsörjningsspänningen når tröskelspänningen för de två dioderna, som har hög stabilitet, och undviker den förtida startsignalen från den allmänna startkretsen när strömförsörjningsspänningen stiger för långsamt. Problemet.

Om strömförsörjningsspänningen stiger för snabbt, utgör gate-kapacitansen för motstånden R1 och M0 en lågpassfördröjningskrets, vilket gör att gate-spänningen för M0 inte snabbt kan hänga med i förändringen av strömförsörjningsspänningen och förbli på en låg nivå. Vid denna tidpunkt kommer M0 att ladda kondensatorn C1, vilket gör att kretsen inte fungerar korrekt. För att lösa detta problem introduceras en kondensator C5. Om strömförsörjningsspänningen stiger snabbt, kan kopplingseffekten av kondensatorn C5 hålla gatepotentialen för M0 i överensstämmelse med strömförsörjningsspänningen, och undvika tförekomsten av de ovan nämnda problemen.

Problemet med statisk strömförbrukning finns fortfarande i denna krets, och effekten av statisk strömförbrukning kan minskas genom att öka resistansvärdet och välja storleken på MOS-röret rimligt. För att helt lösa problemet med statisk effektförbrukning är det nödvändigt att designa en ytterligare återkopplingsstyrkrets för att stänga av denna del av kretsen efter att startsignalen genererats. Särskild uppmärksamhet måste dock ägnas åt den instabilitet som orsakas av införandet av feedback.

Designsvårigheten för passiva UHF RFID-chips kretsar kring hur man kan öka läs- och skrivavståndet för chippet och minska tillverkningskostnaden för taggen. Därför är förbättring av effektiviteten hos strömåtervinningskretsen, minskning av strömförbrukningen för det övergripande chipet och att arbeta pålitligt fortfarande de största utmaningarna i designen av RFID-taggchips.